MIPI RFFE器件Vio漏電測試 : 二分之一Vio電壓漏電問題

     人在講湖走哪有不踩雷，器件賣多了再好的品質多少也都會有損壞，RMA(Return Material Authorization)也就是客退樣品分析處理，在處理客退樣品射頻器件一般通用的處理流程為：

1.      複製失效條件

2.      出產程式複測

出產程式複測這個動作就包含RMA樣品每個I/O Pin IV curve檢查，因為這是器件在出廠前一定會測試Open Test與Leakage Test，這個動作本身就是在測試IV curve的正電壓極特性（Leakage漏電）與負電壓極（ESD保護二級管導通電壓）的特性，如果有異常那就可以從電性的行為與亮點分析往下進行分析。

    但是MIPI RFFE有Vio, DATA與CLK三個Pin，在測試Vio Pin就常有朋友在問 :

”為什麼測試Vio漏電流的時候每次測試的數值總是不一樣”

“為什麼CLK與DATA與要接GND或接Vio? 不然漏電值還會常常飄來飄去”

這個問題想想似乎在前一份工作也遇到幾次，無論是客退RMA分析或在平臺上還遇到實際應用漏電異常，今天就間單介紹一下MIPI RFFE Vio漏電測試與 CLK與DATA之間的關係。

 

緩衝器Buffer與反相器Inverter

    這裡要介紹一下緩衝器Buffer與反向器Inverter，在數位電路裡訊號只有High 1 or Low 0兩個狀態，但實際上這個High 1一般是指訊號等於Vio (常見有5.0V, 3.3V, 1.8V, 1.2V這幾個電位),  0 Low當然就是指訊號為0V，以5.0V系統為例，當訊號從控制端傳送過來，如果中間有一些衰減原本5.0V訊號剩下70% 3.5V，在接收端第一個電路通常會在把這電壓放大到5.0V然後在傳送到內部的電路使用。

    緩衝器(Buffer)可以用很多邏輯電路來構成，但最常見的是用兩個反向器(Inverter)串連實現，反相器也可以想像成負相緩衝器，當輸入訊號為High輸出訊號為Low，反之輸入訊號為Low輸出訊號為High。

    但為什麼要這麼麻煩設計串連兩個反相器來達成一個正相器呢？這是因為CMOS本身天生就適合製作反向器，一個NMOS與一個PMOS串聯就是一個反相器電路，網路上分析反相器的工作原理搜尋一下關鍵字CMOS Inveter就會跳出很多文獻，懶得找的可以參考一下[1]。

    如下圖為一個PMOS與NMOS組成的反相器，電路架構與動作原理很簡單，

a.      當輸入VIN為0V的時候，PMOS會導通NMOS會關閉，輸出VOUT會等於Vio,

b.     當輸入電壓為Vio的時候，PMOS未關閉NMOS會導通，輸出VOUT會被被拉到GND。

    這裡用一個PMOS與NMOS Vt為1V尺寸相同的電路，觀察一下輸入電壓VIN與VOUT還有Drain_Current的變化：

a.      當VIN從0V開始增加超過Vt 1V的時候，NMOS會開始要打開，但因為PMOS Vt也是1V, PMOS開啟的強度遠高於NMOS，所以輸出VOUT還是由PMOS主導。

b.     當VIN持續增加到二分之一 Vio的時候，這時候PMOS與NMOS呈現半開啟狀態，Drain Current會消耗最大的電流，這個如果想知道更多細節的朋友可以搜尋cmos inverter short-circuit這關鍵字就會有很多相關的文章[3][4]。

Vio漏電流忽大忽小

    所以當量測Vio的時候，DATA與CLK如果處在這段曖昧的電壓範圍，Vio就會有明顯的漏電，因為當DATA或CLK是floating的時候，本身Slave端是Gate會看到高阻值，如果沒有設計pull-up或pull-down電阻，電荷被一直維持住直到下次Master強制拉高或拉低。

    系統上如果Transceiver (Master)在不工作的時候被分配高阻抗(floating)狀況，此時有可能會有漏電的情形發生，當你用電錶去量測DATA or CLK的時候，因為電錶的阻抗會提共一個放電路徑，變成一個Pull-Dwon 電阻的做用，所以常常你會發現點下去電流又正常了，但放開還是正常的。

    所以在量測RFFE Vio漏電為什麼要給定Data與CLK一個特定的電位，不然這個殘壓是不能預測與控制，量測到的亮點與漏電流都是…”正常行為”。

 

    最後有朋友如果有疑問是不是在反相器之前接個史密特Schmitt-trigger這沒有這個問題了，其實也是會有只是發現的電壓與與range會有所不同，有興趣的朋友可以看看[5][6]。

 

參考文獻

[1] What is a CMOS Logic IC?

https://toshiba.semicon-storage.com/us/semiconductor/knowledge/e-learning/cmos-logic-basics/chap2/chap2-1.html

[2] MOSFET Amplifier

https://www.electronics-tutorials.ws/amplifier/mosfet-amplifier.html

[3] Low-Power IC Design: Techniques and Best Practices

https://www.ansys.com/blog/low-power-ic-design-techniques-best-practices

[4] Power Consumption in CMOS Circuits, Short-circuit power

https://www.intechopen.com/chapters/82415

[5] https://www.ti.com/video/5794892144001

https://www.ti.com/video/5794892144001

[6] https://www.youtube.com/watch?v=PJoZmUiW9NM

Advanced VLSI Design: Interfacing Circuits – Part-2, Schmitt Triggers

功率放大器(HBT)內建溫度檢測電路電壓輸出能直接換算成結溫Tj嗎？

 
 序

     華為在2023年推出Mate 60推出第一台衛星通訊智慧型手機打響第一槍後，2024年的旗艦機都相繼支援衛星通訊，榮耀Magic 6 Pro、小米14 Ultra還有OPPO Find X7 Ultra，沒有衛星通訊似乎都不好意思說自己是Pro & Ultra，為了能夠桶破天功率放大器輸出功率也來到37dBm (5W)，之前手機內功率輸出王者2G GSM 33dBm (2W)都顯的黯然失色只能當小弟，也因為功率大2.5倍所以沒用過的朋友都很擔心這樣PA會不會很容易燒阿?

 

    有這個疑慮也是可以理解，畢竟功率變大這麼多直覺上電壓電流與溫度都應該會變大，那不就更容易燒毀嗎？ 雖然這個說法本身不能說錯，但也不完全對，實際上如果製成相同，功率放大器功率設計要變大晶片(HBT)的面積也 會跟著變大，散熱也會變好，所以晶片發熱狀況不能說直接乘2.5倍這麼來看，但上功率變高這麼多功耗(Pdiss: power dissipation)會同步變高， 最後PA晶片的功率還是會變升高。

 

   基於這個原因衛星通訊功率放大器普遍都會內建溫度感測器(Tsensor : Temperature Sensor)來監控晶片的溫度，例如RADROCK RR88620-11 S band 37dBm 5W功率放大器為例，是一款專門設計給S band衛星通訊高功率高效率PA且內建溫度感測器，提供電壓VTEMP引腳來監控”內部溫度”，但有些朋友會問能不能用VTEMP直接換算得到放大器結溫溫度Tj？

    回答這個問題前先看下圖為典型HBT功率放大器晶片本身的熱分佈圖[1]，雖然每一家設計佈局都會有所不同，但只要用的製成為GaAs HBT，最後會類似熱源會是一塊一塊長方形面積然後往外輻射。

 

    為什麼會長這是因為HBT Transistor結構[2][3]，一般射頻功率放大器都是common emitter架構，最後電流會從collector端往emitter流，結構上emitter接觸電阻都下都是長方形的結構，所以表面看下去電晶體transistor最熱的地方就是這一塊emitter的樣子。

 

    GaAs HBT功率放大器取決功率輸出大小會有數個電晶體並聯來形成一個等校面積更大的電晶體來滿足電流的輸出要求，這個可以參考之前的文章[4] 電晶體並聯Parallel-Combined這部分, 一般手機終端應用的功率大器輸出級約有20-40個單位電晶體並聯。

    下圖是另外另外一種佈局GaAs HBT功率放大器熱顯像Thermal IR實際量測結果，跟模擬的結果一樣，整個HBT晶片的溫度熱分佈是很不均勻的，熱會集中在電晶體上，而且依據佈局與每一顆電晶體偏壓電路需要設計與驗證，確認溫度不會往特定電晶體transistor集中(這時候有想到經典臺詞thermal runaway)，造成晶片特性下降且使用可靠性也會降低。

 

  

    熱顯像儀可以直接觀察出最高的電晶體溫度，但內建溫度感測器類似是放一個溫度計在模組內部，Case I溫度感測可以在模組上直接放一個熱敏電阻(NTC)，或Case II 設計在HBT裡面，但放在哪裡會比較好呢?

 

Case I 模組放置一個熱敏電阻

溫度感測器Tsensor感測到溫度Ts，透過電路轉換輸出電壓VTEMP，這時候與最熱的電晶體溫度與感測器之間溫度差距可能會在50C以上，兩點溫差大反映在Tj與Ts之間的熱阻Rth1上會比較大，例如保溫杯的表面與內部熱阻就相當大，所以內部溫度Tj與表面溫度Ts會差距很大，才感受不到瓶內的溫度，但這個熱阻參數並不是θth為ψth(讀因psi)，兩者的差異可以參考[5] 熱阻Psi Ψ 與熱阻Theta θ的差異與使用時機，有了熱阻Rth1就可以透過以下公式得到結溫Tj。

Tj = Ts + Pdiss * Rth1

Case II 熱感測器整合到HBT晶片裡面

    HBT一般常見的作法使用二極體diode導通電壓Vth隨著溫度變化的特性，可以將Tsensor挨著最熱的電晶體靠，但即使塞到兩個最熱的電晶體之間，與電晶體結溫還是會相差10C以上，與最熱的電晶體之間的熱阻為Rth2，但可以想像Rth2會比Rth1來的小，但不會小到0，Ts與Tj的關係式一樣如下，基本上兩者的差異就只有差在Rth1與Rth2的大小，最後推算Tj的方法是相同沒有差異。

Tj = Ts + Pdiss * Rth2

 

無論Sensor放在哪裡，假設Rth不為零，即使Rth已知，那還需要量測到Ts與Pdiss才能計算結溫Tj的溫度，所以如果只有量測到Ts就要推算Tj就是要假設Pdiss是個定值，實際應用上一般考慮如下。

1.      只在乎最高輸出功率下的Tj。

2.      功率放大器一致性很好，樣品之間功率輸出相同效率與功耗差距不大。

 

在這個前提下只要量測數顆放大器操作在最大輸出功率條件下的功耗Pdiss*Rth最大的數值，結溫Tj就可以透過量測Ts加上Pdiss*Rth得到。

Tj = Ts + Pdiss * Rth; Pdiss * Rth is constant value.

量測案例

    下圖為內建溫度感測器Tsensor功率放大器模組表面結溫量測示意圖，EVB放置在一加熱台Heater上，可以控制不同工作溫度條件，例如室溫升高或手機有其他發射元件(例如CPU, 充電IC等等)發熱導致PCB溫度(Tb)上升。

    給定不同環境溫度Tb調整射頻輸出功率功率，紀錄每個狀態的功耗Pdiss、熱傳感反應的電壓VTEMP、功率放大器HBT最大表面結溫Tj與PCB溫度Tb等等。

 

 

   下圖在三種不同加熱溫度設定Heater環境溫度，與功率的條件下量測結果，因為:

Tj = Tb + Rth-jb * Pdiss

每個條件下都可以計算出一個Rth，在不同條件下Rth都不一樣，並非想像中是一個定值。

 

    這個問題有幾個解釋方向，第一這裡量測的熱阻Rth並不是兩個點之間的熱阻Thetaθ，這是一個等校熱阻Psiψ[5][6]，用Heater加熱過程的邊界條件是假設大部分的熱都是透過下面PCB散熱。

    第二HBT功率放大器，在不同輸出功率熱分佈不是等比例增加，某些條件下最熱的電晶體單位會改變位置，這個其實跟A到B兩點的實際熱阻又不一樣，例如以下的例子(跟上面量測範例並非相同專案，只是以下例子比較明顯來說明這麼現象)。

 

近似方法一：固定offset Pdiss*Rth-jb

    把資料依照不同功率排列，分別有三個功率點Prated+1dB, Prated與Prarted-2dB，假設樣品之間一致性很高，一樣可以用以下公式來計算。

Tj = Tb + Pdiss * Rth-jb

結果評估出來可以觀察當Tb溫度相對低的時候，最高結溫的預測都會比真實來的高，但回到實際應用點，如果這目的只是要監控結溫不要超過限定的溫度，已知的Tb溫度都可以確保結溫Tj不超標使用。

以上是用板溫Tb來推算Tj，如果是Vtemp一樣可以如法炮製，只是直接計算上Vtemp電壓太小，在評估上可以直接乘以一個固定倍數Ts = Vtemp * 100 （或真實Ts vs Vtemp資料），一樣可以得到類似的結果。

近似方法二：一次方程 Tj = a * Tb + b

    因為不同條件下的熱阻都不一樣，但在一定範圍內，我們可以用一次方程來擬合結果，讓整段功率的結溫Tj計算結果更接近預期的回應，有沒有必要就看需求，如果只是要監控內部結溫溫度方法一其實就夠了也相對間單。

Tj Max超過會發生什麼問題？

    GaAs HBT功率放大器本身很耐熱，一般可能常聽到結溫Tj Max = 150C這規格，這並不是說結溫超過150C放大器就會燒毀，一般放大器電路也會設計預防Thermal Runaway，短時間內到200C或更高是也不有突然燒毀或損壞。

    HBT功率放大器Tj Max這規格是指建議長期工作溫度，因為任何電子元件都怕高溫，例如[7]指出HBT工作上多15度使用壽命會少10倍！這裡的壽命少10倍並不是說功能直接失效，功率放大器這種類比元件一般會定義一個指標，例如增益少了1dB代表器件失效，現代射頻前端模組都挺複雜一個模組內會整合HBT, CMOS濾波器(SAW/BAW/FBAR)與SOI多種制程晶片，有時候失效很難用單一晶片失效可能是混合的結果，整個產品上市前除了設計把關外，嚴謹的可靠性實驗是必要且不能少的，車用電子還可以說射頻前端惡化頂多收不到訊號也不會造成行車安全，那未來6G重要的一個環節是衛星組網，天上的衛星內部晶片壞了衛星只能變成垃圾在頭頂上飛阿飛。

    好的射頻器件是需要良好的設計且被嚴謹的驗證與測試出來，下次有機會在跟大家介紹射頻器件可靠性驗證與一些失效機理。

 

參考文獻

[1] Advanced electro-thermal simulation sees deeper inside chips

https://semiwiki.com/eda/keysight-eda/326462-advanced-electro-thermal-simulation-sees-deeper-inside-chips/

[2] Analysis and design of a SiGe-HBT based terahertz detector for imaging arrays applications

https://www.researchgate.net/publication/327979803_Analysis_and_design_of_a_SiGe-HBT_based_terahertz_detector_for_imaging_arrays_applications

[3] Understanding Heterojunction Bipolar Transistors (HBTs)

https://blog.minicircuits.com/understanding-heterojunction-bipolar-transistors-hbts/

[4] 手機功率放大器功率合併的方法Smart Phone Power Amplifier Power Combination Method and  Architecture

https://zhuanlan.zhihu.com/p/639056460

[5] 熱阻Psi Ψ 與熱阻Theta θ的差異與使用時機

https://zhuanlan.zhihu.com/p/631063969

[6] Thermal Considerations for RF Power Amplifier Devices, TI Application Note.

https://datasheet.octopart.com/TRF8010PWPR-Texas-Instruments-datasheet-10255734.pdf

[7] Understanding Heterojunction Bipolar Transistors (HBTs)

https://blog.minicircuits.com/understanding-heterojunction-bipolar-transistors-hbts/