引言
射頻元件通常分成主動元件或被動元件兩類，只要本身不產生能量，輸出的能量大小比輸入能量小的都可以稱呼它為被動元件，例如開關(SW)，濾波器(Filter)，電容(Capacitor)與電感(Inductor)，每個器件衡量的指標都不同，但概括來看最重要的是”插損loss”是多少?
搞射頻都有個概念高頻插損loss高，所以器件不好設計，但有時候loss這個詞很容易讓人搞混，今天我們從基本的觀念如何檢視一個器件的插損loss，首先插損loss的單位是什麼?
實驗室日常對話” 恩B7的插損比較大，有5個多dB，電流很大很難調….”，所以loss的單位是….”dB”嗎? 首先dB本身不是一個絕對量，與多少伏特(Volt)、多少電流(Amp)、多少功率(Watt)不一樣，dB本身是個比值的關係，那重點來了是什麼跟什麼比? 或跟什麼狀態下比?
串聯電阻差損Series Resistor/Insertion Loss
GT: Transducer Gain/S21
下圖是個純電阻雙端網路，RS與RL用射頻最常用的50Ω當作範例，用Excel拉一下數據比較不同R分別在RL與串聯電阻R上的功耗是多少?
如同剛剛提到插損Insertion Loss I.L. 是個比較值(Ratio)，但用什麼跟什麼比呢? 先前文章[1]” NEW 電路學Electric Circuit與微波工程Microwave Circuit看阻抗匹配”有討論過，S21其實是量測的ZS與ZL與定義的特性阻抗Z0 50Ω下比較(當然不一定是50Ω)，所以我們用這個定義可以定義插損為PL/PREF，PREF就是以R=0, RS=RL=50Ω的參考阻抗。
這個插損loss的也是我們常見的S21，或是Two
port網路中的Transducer Gain因為這裡是被動網路，所以也可以稱為Transducer Loss。
GMAX: Gain Max
在很多射頻S Parameter軟體都都會看到一個功能Function GMAX()，這個在開關模組(Switch Module)開發過程也很多工程師會拿來評估目前量測到的插損I.L.到底是因為寄生電容parasitic capacitance與寄生電感parasitic inductance造成匹配損失，還是內部有實際的電阻損失或輻射損失存在來決定修改的方向。
但這個參數在某些條件下會失真，GMAX的概念是找一對輸入與輸出的匹配網路，讓輸入與輸入同時達成,共軛匹配，一個串聯電阻Series Resistor要怎麼達成這個目的?
把上面的例子ZS與ZL調整成5000Ω(High impedance高阻抗)，一樣是串聯50Ω原本的Loss就從-3.52dB變成-0.04dB，當然如果沒有限制數學上軟體會計算到ZS與ZL在無限大的時候，Loss會變成0dB。
這個概念日常生活中其實有個很常見的生活例子”高壓電傳輸”，傳送相同的功率V*I, 如果要降低電流那也就是電壓要拉高，阻抗V/I等校上也是阻抗變高，電流I也會變小，傳送的銅線的損失就會因為電流變小而變小，當然前提是整個網路要能夠支撐這麼高的電壓。
Gp與Ga: Power Gain/Loss & Available Gain/Loss
GMAX()在某些情況下會得到一個數學上的最佳解但結果並不務實，比較務實的參數為Power Gain/Gp或Available Gain/Ga，定義一下什麼是Gp與Ga，複習一下Pozar, Microwave Engineering微波工程第12章[1]，GT與GA與GP的定義如下，書中少了Pin, PL, Pavs與Pavn的圖形解釋，但如果看了下圖還是不太明白我們用一個天線開關ASM的匹配來說明你就明白了。
如下圖分別為Power Loss /Gp與Available Loss/Ga的量測方法…..乍看不就是網路分析儀Port 1與Port 2反過來接而已，事實上這麼說也沒錯啦，假設Port 1是輸入，Port 2是輸出，Power Loss就是定義輸入設計了一個無損匹配Lossless MN讓輸入無反射，整個網路的插損S21會是多少? Available Loss就是顛倒過來，假設輸出有一個匹配網路讓輸出無反射，整個網路的Loss是多少?
所以下圖的案例如果要評估加了匹配後最好的情況下插損Path Loss可以到多少? 第一個接法要用Power Loss公式來計算，第二個接法要用Available Loss公式來計算，這個只是定義上實際上是算同一件事情。
所以回到Power Loss是跟誰比呢? 其實就是實際傳遞到負載的功率PL與實際輸入的功率比，物理上就可以我們拆解成一個有損的元件部分(電阻)與無損的元件(電容與電感)，因為電容與電感實際上是做虛功，所以我們只要找到電阻部分並且計算流過這電阻的電流是多大就可以計算出來。
PA Load Pull與被動網路差損
現在大部分手機用的PA都是設計在目標功率50Ω下有最佳的性能(電流與線性度)，但還是有些特殊應用需要匹配遠離50Ω，例如以下的例子有一顆PA LoadPull 量測數據顯示最佳的線性度不是在50Ω，如果要匹配到VSWR 2.5來獲取更好的線性度(EUTRA)，此時就需要PA供應商提供對應Pout輸出的Contour，但需要多大的Pout，使用者會評估整個鏈路上被動網路插損，包含Filter, SW與走線等等，但因為不是匹配到50Ω所以插損就不能直接用網路分析儀量測到的S21, 要用S參數轉換成Power Loss，Power Loss與S21差異在VSWR 3條件下S21會多出1.2dB，但實際上這插損是不存在的，這樣整體鏈路計算如果直接使用S21來評估整體就會失真。
PA負載Ropt高低與匹配網路的插損
最後我們探討一下PA負載與插損的問題，假設一個PA輸出一個元件為電感，一個有損(Loss)的電感本身的物理特性可以等校成一個理想的電感(Lossless)與一個電阻的串聯網路，電阻是來自材料本身，以繞線電感(wire wound)來說要降低電阻值除了改變材料外，另外最直接的作法就是把走線變厚(不考慮Skin Effect)。
例如下圖一個電感1nH電感，帶著0.5Ω實部電阻，當PA負載ZL分別設計在50Ω, 10Ω,
5Ω與2Ω，假設輸出匹配MN為理想無損，等校電路可以化簡如下，當電晶體對外輸出電流，因為理想的電感
1nH本身不會消耗功率 （或做虛功），所以計算上可以直接移除，那最後功耗就簡化成電感等校電阻R與等校負載ZT。
依照Loss的定義，我們可以計算電感的損失如下，其實這結果就跟Power Loss Gp定義與結果是一樣的，表格中可以看到當等校負載ZT為5Ω和2Ω一樣的電感但loss卻會差0.5dB，所以低壓高功率PA要設計在很低的負載線Load
Line就會遇到這個問題，這也是為什麼有高壓高負載線PA的設計效率會相對高的說法。
目前手機PA倡議要使用較低的電壓3.4V設計出與4.5V一樣的輸出功率，效率不變的條件下電壓下降整體電流就要變高，直流上Choke電感損失會變大，當然PA的負載線也會變低，射頻匹配插損loss也會對應的增加降低整體效率，針對這個問題每一家設計公司就有不同的解決方案，當然也包含我目前打工的銳石創芯(RadRock)，之後再跟大家介紹銳石是怎麼解決這個問題。
Reference:
[1] NEW 電路學Electric Circuit與微波工程Microwave
Circuit看阻抗匹配
[2] David M Pozar, Microwave Engineering 4th
ed, CH12, Microwave Amplifier Design.
[3] 手機功率放大器功率合併的方法Smart Phone Power Amplifier Power Combination Method
